Методические указания по курсовому проектироваению по дисциплине "Радиоприемные устройства"
учебно-методический материал по теме

Министерство образования и науки Челябинской области

ГБОУ СПО (ССУЗ) «Каслинский промышленно – гуманитарный техникум»

456835 Челябинская область, г. Касли, ул.8 Марта, 50 тел.8(35149) 2-24-11

«Всероссийский интернет-конкурс

педагогического творчества (educontest.net)»

Номинация:

Организация учебного процесса и управление учебным заведением

Методические указания по курсовому проектированию по дисциплине «Радиоприемные устройства» по специальности «Радиоаппаратостроение»

        Касли, 2013

ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ ДЛИННЫХ, СРЕДНИХ И КОРОТКИХ ВОЛН

1.1 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРОЕКТИРОВАНИИ ТРАНЗИСТОРНЫХ РАДИОПРИЕМНИКОВ

Проектирование приемника осуществляют по техническим условиям, в которых отражены его основные показатели. Однако в технических условиях отсутствует ряд требований, относящихся к отдельным каскадам и цепям приемника. Эти дополнительные требования можно получить на основе предварительного или эскизного расчета, которому должен предшествовать выбор транзисторов. Таким образом, проектирование радиоприемника целесообразно расчленить на следующие этапы: выбор транзисторов, предварительный расчет и окончательный расчет.

Предварительный расчет позволяет получить представление о схеме радиоприемного устройства, в нем выбирают и обосновывают число каскадов, а также определяют ряд исходных данных, необходимых для электрического расчета отдельных каскадов и цепей. Предварительный расчет носит ориентировочный характер, и может оказаться, что некоторые принятые решения в ходе окончательного расчета будут пересмотрены.

В окончательный расчет входят электрические расчеты отдельных цепей и каскадов, а также необходимые конструктивные расчеты, которые здесь не рассматриваются.

Заключительным этапом проектирования является расчет общих характеристик приемника и составление его принципиальной схемы со спецификацией.

Технические условия на проектирование включают следующие основные требования:

1. Назначение радиоприемника, место его установки и вид принимаемых сигналов (телефония, телеграфия).
2. Диапазон частот. Для радиовещательных приемников диапазон частот регламентирован ГОСТ 5651—64. Для профессиональных приемников граничные частоты каждого поддиапазона рассчитывают. Промежуточную частоту ƒпр либо задают, либо выбирают в соответствии с рекомендациями, изложенными в § 6.3.
3. Чувствительность:

а)        при использовании наружной антенны задают значением Еа   в микровольтах,

б)        при использовании внутренней ферритовой антенны характеризуют напряженностью поля Е в милливольтах на метр.

4. Избирательность по соседнему каналу задают значением ослабления сигнала соседней станции Se в децибелах при расстройке Δƒ в килогерцах. Зачастую избирательность профессиональных приемников задают коэффициентом прямоугольности.
5. Избирательность   по   зеркальному  каналу  Se в децибелах.
6. Избирательность по частоте, равной промежуточной, в децибелах.
7. Выход приемника. Здесь оговаривается вид оконечного аппарата (громкоговоритель, телефонные наушники, буквопечатающий аппарат) или выход на линию и ее сопротивление.
8. Выходная мощность Рвых в ваттах или выходное напряжение Uвых в вольтах при допустимом коэффициенте гармоник Кг в процентах.
9. Полоса частот модулирующего сигнала FН — FВ. Для приемников, предназначенных для приема телефонных амплитудно-модулированных сигналов верхняя частота модулирующего сигнала FB определяет одновременно половину полосы пропускания высокочастотной части приемника ΔF = FВ.

10. Частотные искажения, задаваемые коэффициентом частотных искажений М в децибелах, который определяется неравномерностью частотной характеристики (кривой верности) для верхней частоты модуляции FВ. Величина М характеризует частотные искажения всех трактов радиоприемника.
11. Вход приемника. Этот показатель определяет тип антенны, с которым должен работать приемник, и обусловливает параметры антенны.
12. Ручное и автоматическое регулирование:

а)        ручная регулировка усиления (РРУ) может предусматриваться как в высокочастотном, так и в низкочастотном тракте приемника. РРУ характеризуют величиной, показывающей, во сколько раз должно быть уменьшено усиление высокочастотного тракта или выходное напряжение низкочастотного тракта;

б)        автоматическое регулирование усиления (АРУ) характеризуют пределами регулирования: изменение напряжения на входе в α раз не должно вызывать изменения напряжения на выходе в β раз;

в)        автоматическую подстройку частоты характеризуют коэффициентом автоподстройки частоты.

13. Чувствительность УНЧ (для радиовещательных приемников на гнездах включения звукоснимателя).
14. Питание приемника характеризуют способом питания (от сети, от батарей) и значением потребляемой мощности.
15. Конструктивно-технологические требования характеризуют: габаритными    размерами,    герметизацией,     конструкцией,    наличием амортизации, пригодностью к массовому производству, внешним оформлением и т. п.

16. Надежность — один из основных качественных показателей радиоприемника, должна обеспечиваться на всех этапах проектирования и особенно при разработке технологии изготовления Y- приемника.

1.2 ВЫБОР ТРАНЗИСТОРОВ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ЧАСТИ

Расчет ВЧ части радиоприемника осуществляют на основе Υ-параметров. В справочниках по транзисторам, как правило, приводят низкочастотные h-параметры, поэтому, выбрав тип транзисторов, необходимо рассчитать их Υ-параметры в следующей последовательности:

1. Выбираем тип транзистора. В каскадах усиления сигнальной и промежуточной частоты, а также в преобразователях частоты наиболее часто применяют высокочастотные транзисторы следующих типов: ГТ 108, ГТ 109, ГТ 308, ГТ 309, ГТ 310, ГТ 313, ГТ 322, ГТ330, КТ 315 и др.

Параметры транзистора сильно зависят от частоты, поэтому при выборе конкретного типа транзистора следует руководствоваться в основном его частотными свойствами, который оценивают коэффициентом a = f0/fΥ21э. Параметры транзистора практически не зависят от частоты в том случае, когда рабочая частота f0 оказывается значительно ниже граничной частоты fy21э т. е. а ≤ 0,3. Однако коэффициент а может превышать указанное значение и даже находиться в пределах 1,5—3,0. При этом коэффициент усиления каскада из-за снижения проводимости прямой передачи Υ21 уменьшается не более чем в два раза.

Для выбора типа биполярного транзистора и определения необходимых для расчета Υ-параметров используют следующие параметры, приводимые в справочниках:

h21э — коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ;

| h21э | — модуль коэффициента передачи тока на высокой частоте fиз (f из — частота измерения);

Ск —емкость коллекторного перехода;

τк — постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте (τк  = Скr'б;  r'б— сопротивление базы);

h11б — входное сопротивление в режиме малого сигнала (в схеме ОБ).

Если h11б  в справочнике не задан, то его можно найти по формуле

i

h22б — выходная полная проводимость в режиме малого сигнала (в схеме ОБ).

Если транзистор используют в режиме постоянного тока, отличного от заданного в справочнике (ЕК, IК), то параметры h11б, h21э пересчитывают по формулам

(знак штрих соответствует новому режиму).

Граничную частоту fY21 э определяют следующим образом:

Тип транзистора выбирают из условия, что максимальная частота принимаемого сигнала fСmax ≤ 0,3fY21 э.

2. Рассчитываем активные и реактивные составляющие параметров биполярного транзистора на частотах сигнала (минимальной и максимальной) и промежуточной по формулам, в которых помимо параметров, задаваемых в справочниках, используются следующие коэффициенты:

где f0 — рабочая  частота;

fY 21э — граничная частота   измерения Υ21э;

 ƒгр =fиз | h21 э | — граничная   частота   коэффициента передачи тока (при этой частоте | h21 э | = 1).

Расчетные формулы для Υ-параметров

 Активная составляющая входной полной проводимости Y11э

) 

 Активная  составляющая выходной   полной проводимости Υ22э

Полная проводимость прямой передачи

Модуль полной проводимости прямой передачи

Выходная емкость

Полная проводимость обратной передачи

Емкость обратной передачи

При выполнении условия выбора транзистора ƒmax ≤ 0,3 ƒΥ21э  т. е. при а = 0,3, в расчетных формулах сумму 1 + а2 полагаем равной единице.

3. Вычисляем эквивалентные параметры транзистора в режиме преобразования по следующим приближенным соотношениям:

на частотах fmax 

на частоте fпр

1.3 ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ РАДИОПРИЕМНИКА

Основной задачей предварительного расчета радиоприемника является выбор его структурной схемы. При этом решают вопрос о числе каскадов, рассматривают целесообразность использования тех или иных колебательных систем, а также устанавливают число поддиапазонов (если оно не задано) и определяют их граничные частоты. Современные транзисторные радиоприемники в подавляющем большинстве строят по супергетеродинной схеме. При составлении структурной схемы приемника с одинарным преобразованием частоты будем полагать, что высокочастотная часть приемника от антенны до детектора состоит из тракта сигнальной (принимаемой) частоты (ТСЧ) и тракта промежуточной частоты (ТПЧ). При этом каскады усиления сигнальной частоты принято называть каскадами УВЧ.

Состав ТСЧ определяется в основном требованиями к избирательности по зеркальному каналу (ЗК). В простейшем случае он может состоять только из одноконтурной или двух контурной входной цепи; при более высоких требованиях к избирательности по ЗК кроме входной цепи используют один и реже два каскада УВЧ. При окончательном решении вопроса о числе каскадов следует, во-первых, принять во внимание то, что каскады УВЧ играют немаловажную роль в обеспечении заданной чувствительности, и, во-вторых, таким образом выбирать количество перестраиваемых цепей и каскадов, чтобы число секций блока переменных конденсаторов из конструктивных и экономических соображений не превышало четырех. Следует также добавить, что в тракте принимаемой частоты допускается применение апериодических (резистивных) каскадов.

В ТПЧ наиболее часто используют системы сосредоточенной избирательности (ТПЧ-С), при которых избирательность по соседнему каналу обеспечивает ФСС, включаемый в один из каскадов тракта (чаще всего в каскад преобразователя частоты). Необходимое усиление тракта в этом случае обеспечивают широкополосные каскады, т. е. каскады со слабо выраженными избирательными свойствами, и апериодические каскады. ТПЧ-С обладает преимуществами по сравнению с трактом, построенным по принципу распределенной избирательности (ТПЧ-Р), т. е. системой, в которой избирательность распределена равномерно по всем каскадам тракта. В ТПЧ-Р в качестве колебательных систем во всех каскадах (в том числе и в преобразователе) можно использовать двухконтурные фильтры. ТПЧ-С по сравнению с ТПЧ-Р обладает более высокой избирательностью, и его характеристики находятся в меньшей зависимости от параметров транзисторов.

Выбор числа поддиапазонов

Если при неизменной индуктивности контура не удается перекрыть диапазон переменным конденсатором, то его делят на отдельные поддиапазоны. Коэффициент диапазона КД (или поддиапазона Кпд) характеризуется отношением граничных частот диапазона или поддиапазона:

Значение КД находится в пределах 1,2—3. Когда КД > 3, то диапазон приемника разделяют на поддиапазоны.

Выбор параметров избирательной системы тракта сигнальной (принимаемой) частоты

Избирательная система тракта сигнальной частоты (ТСЧ) обеспечивает избирательность приемника по зеркальному каналу и принимает участие в формировании общей резонансной характеристики приемника. К параметрам избирательной системы ТСЧ относят число контуров п и их добротность Qэ. Исходными для определения этих параметров служат избирательность по зеркальному каналу Seзep и полоса пропускания.

Предварительно число контуров п можно установить на основании ориентировочного значения Seзep, которое может обеспечить один колебательный контур при промежуточной частоте fпр = 465 кГц. Так, в диапазоне 150—1600 кГц  Se1 = 25—40 дБ (17,8 — 100 раз). В диапазоне 1600 — 15000 кГц  Se1 = 12—25 дБ (4 — 17,8 раза).

Добротность контуров ТСЧ следует рассчитать так, чтобы одновременно удовлетворить двум условиям: обеспечить избирательность по зеркальному каналу Seзep и пропустить полосу не уже 2 ΔFтсч. Таким образом, значение Qэ находят:

а)        из условия обеспечения избирательности по зеркальному каналу с помощью формулы (6.23)

Для диапазона коротких волн

 так как 2 f пр ≤  (0,1 — 0,15) f 0.

Значение Qэн следует определить на максимальной частоте поддиапазона, так как при этом резонансная кривая контура является наиболее тупой;

б)        из условия обеспечения полосы пропускания 2ΔFтсч. Полоса пропускания ТСЧ превышает заданную полосу приемника 2ΔF:

Здесь Δƒсопр — допустимая неточность сопряжения настроек контуров, которую для коротких волн выбирают в пределах 10—20 кГц, для длинных и средних волн — в пределах 1—5 кГц; Δfг — возможное отклонение частоты гетеродина, которое можно принять в пределах (0,5—1)·10-3f0.

Добротность Qэп по условию обеспечения полосы можно найти из уравнения резонансной кривой.

Для п контуров ордината резонансной кривой YΔF на границах полосы пропускания, т. е. коэффициент частотных искажений контура Мк = YΔF, характеризуется выражением

После соответствующих преобразований

Значение Qэп следует рассчитывать на минимальной частоте поддиапазона, так как при fmin резонансная кривая является наиболее острой, а полоса наиболее узкой.

Предварительно коэффициент частотных искажений контура выбирают в следующих пределах: для диапазона 150—400 кГц Мк = 0,6 — 0,8; для диапазона 500—3000 кГц  Мк = 0,7 — 0,9; для диапазона свыше 3000 кГц Мк = 0,9 — 0,95;

в) искомое значение добротности Qэ должно находиться из условия

В этом случае можно получить более острую резонансную кривую, чем это требуется для обеспечения избирательности по зеркальному каналу, и более тупую, чем это необходимо для обеспечения полосы 2 ΔFтсч.

Если при расчете окажется, что Qэи > Qэп, то следует увеличить добротность Qэп по условию обеспечения полосы, уменьшая либо коэффициент частотных искажений Мк, либо полосу 2ΔFтсч, либо обе величины вместе. Если же условие (а) по-прежнему не выполняется, то следует увеличить число контуров п. Однако не рекомендуется выбирать     п > 2—3.

Для окончательного выбора эквивалентной добротности Qэ из условие (а) необходимо еще учесть следующие обстоятельства.

Полученное значение Qэ должно быть практически осуществимым. В транзисторном приемнике контур шунтируется малым входным сопротивлением транзистора, в результате чего собственная (конструктивная) добротность контура Q уменьшается. Поэтому искомое значение Qэ не должно превышать 0,8Q, а значение конструктивной добротности Q не должно быть больше 100 для длинных и средних волн и 125 для коротких волн.

Чтобы входное сопротивление транзистора вносило в контур нужное затухание и снижало собственную добротность контура Q до необходимого значения Qэ, контур связывают с транзистором частично: трансформаторно или автотрансформаторно. Значение Qэ выбирают из условия (а) по возможности ближе к значению Qэи и затем его приравнивают добротности на максимальной частоте QЭ(maх), после чего следует рассчитать значение добротности на минимальной   частоте   Qэ1)(min) по формуле  Qэ(min) =l/dэ(min),   где

эквивалентное затухание контура на минимальной частоте; d= 1/Q — собственное затухание   контура,   dэ(mах) = l/Qэ(maх) —-эквивалентное   затухание   на   максимальной   частоте;    Rвх (max), Rвx(min) — входное сопротивление транзистора на минимальной и максимальной частотах; Rвх = 1/g11э.

После определения Qэ(min) окончательно проверяют условие (а), так чтобы Qэп > Qэ(min); Qэ (max) >Qэи.

Проверяют также возможность реализации заданной избирательности по зеркальному каналу на максимальной и минимальной частотах для полученных значений Qэ(max) и Q э(мin) по формуле (6.23).

С помощью параметров уже рассчитанной избирательной системы ТСЧ можно вычислить избирательность тракта по соседнему каналу SeTCЧ и фактически вносимые частотные искажения Мтсч на заданной полосе пропускания приемника 2 ΔF:

На коротких волнах эти величины можно не рассчитывать и принять  SeTCЧ = 1   и   МТСЧ = 1 (резонансная кривая тупая).

Теперь проверяют избирательность Senp по частоте, равной промежуточной:

где f0 — крайняя частота поддиапазона, наиболее близка к промежуточной

f пр; Qэ — добротность контуров на частоте f0; п — число одиночных контуров ТСЧ.

Если полученное значение Senp окажется меньше заданного, то во входной цепи следует предусмотреть соответствующий фильтр— пробку (фиг, 6.17, а) с индуктивностью, равной

Емкость Сф задают в пределах 200—600 пФ. Добротность контура фильтра выбирают из конструктивных соображений.

Распределение частотных искажений по частям и трактам приемника

Значение допустимых частотных искажений, заданное в технических условиях коэффициентом М, должно быть распределено по всем трактам приемника. Частотными искажениями в низкочастотной части приемников задаются из расчета не более 3—6 дБ.

Коэффициент частотных искажений высокочастотной части (ВЧ)

Полученное значение Mвч состоит из частотных искажений трактов сигнальной и промежуточной частот.

Используя коэффициент частотных искажений ТСЧ МТСЧ, определенный в предыдущем пункте, получаем частотные искажения ТПЧ

или в децибелах

В приемниках с полосой пропускания 2 ΔF  ≤ 10 кГц, содержащих ФСС, рекомендуется задавать частотные искажения  МТПЧ= = 5 — 8 дБ,    а  при  использовании двухконтурных     полосовых фильтров МТПЧ = 3 — 6 дБ.

Выбор избирательной системы тракта промежуточной

частоты

Избирательная система ТПЧ обеспечивает избирательность приемника по соседнему каналу и вместе с ТСЧ формирует резонансную характеристику приемника.

Значение избирательности Se, по которому рассчитывают избирательную систему, определяют исходя из запаса на 15—20% (в относительных величинах), что позволяет обеспечить заданные требования при ухудшении избирательности, вызванном неточностью сопряжения настроек контуров.

Следует учесть также значение избирательности по соседнему каналу в ТСЧ, который существенно влияет на избирательность на длинных волнах и несколько меньше на средних волнах. Таким образом, расчетная избирательность

Избирательной системой ТПЧ, как уже упоминалось, обычно служат системы сосредоточенной избирательности в виде ФСС. Количество звеньев ФСС устанавливают на основе расчета; в радиовещательных приемниках оно редко превышает 5, а в некоторых профессиональных приемниках достигает 9—13.

Если в качестве избирательной системы ТПЧ принята система с распределенной избирательностью по каскадам, то в этом случае наиболее целесообразно использовать каскады с двухконтурными полосовыми фильтрами. Вопрос о числе двухконтурных фильтров при fпр = 465 кГц решается ориентировочно в соответствии со следующими рекомендациями: при полосе пропускания 2 ΔF = 6 кГц один фильтр обеспечивает ослабление на 15—18 дБ, при полосе 7кГц — на 13—16 дБ и при полосе 8 кГц — 12—14 дБ.

Определение числа каскадов тракта радиочастоты приемника и распределение усиления по каскадам

Для определения числа каскадов тракта радиочастоты необходимо знать чувствительность радиоприемника и задаться напряжением на входе детекторного каскада. Для обеспечения режима линейного детектирования амплитуда несущей частоты на входе детектора Ud должна быть не менее 0,5—1,0 В.

В качестве детектора транзисторных приемников используют полупроводниковые диоды, обеспечивающие минимальные нелинейные искажения.

Необходимый коэффициент усиления тракта радиочастоты с 1,5— 2-кратным запасом, учитывающим разброс параметров транзисторов, равен:

а)        для приемника с внешней антенной

где  EА— чувствительность приемника в вольтах (эффективное значение);

б)        для приемников с внутренней (ферритовой) антенной

где Uвх = КеЕ =Е h minQЭ(max)pвх — амплитуда напряжения сигнала на входе первого транзистора; т. е. напряжение, снимаемое с контура входной цепи с ферритовой антенной; Е — напряженность поля в месте приема; hдmin— минимальная действующая высота ферритовой антенны, которой можно задаваться в пределах 0,003— 0,01 м; Qэ(mаx) — наименьшее значение эквивалентной добротности входного контура на максимальной высоте fmax; рвх = 0,1—0,2— коэффициент включения входного контура в цепь транзистора первого каскада.

Ожидаемый коэффициент усиления тракта радиочастоты определяется коэффициентами усиления отдельных его частей:

а)        при использовании структурной схемы, ТПЧ которой пост
роен по принципу сосредоточенной избирательности, при наружной
антенне

при внутренней (ферритовой) антенне

б)        при использовании структурной схемы, ТПЧ которой построен по принципу распределения избирательности, при наружной антенне

при внутренней антенне.

где п — число контуров ТСЧ; т — число двухконтурных фильтров ТПЧ, а остальные обозначения указаны в табл. 12.1, в которой приведены

 реальные коэффициенты усиления каскадов. Упомянутый в табл. 12.1 одноконтурный широкополосный каскад, непосредственно предшествующий детектору, имеет полосу 2 ΔFШ ПЧ2 = (4—5)2ΔFупч, тогда как остальные одноконтурные широкополосные каскады имеют полосу

2 ΔƒШ ПЧ1 = (2—3) 2 ΔFУПЧ. 

После выбора одной из разновидностей структурной схемы с помощью табл. 12.1 рассчитывают ожидаемый коэффициент усиления Квч высокочастотной части приемника и сопоставляют его с необходимым коэффициентом усиления К'вч.

Следует заметить, что при расчете ожидаемого усиления приемника с сосредоточенной избирательностью после преобразовательного каскада с ФСС следуют два-три каскада широкополосного и апериодического усиления; при трех каскадах апериодический каскад включается между широкополосными, при двух каскадах либо оба каскада являются широкополосными, либо первый апериодическим. По результатам расчетов выбирают тот вариант, ожидаемый коэффициент усиления которого К"вч  превышает требуемый коэффициент К'вч или наиболее близок к нему.

Выбор и обоснование структурной схемы УНЧ

1.        Схему выходного каскада выбирают исходя из следующих соображений:

а)        при заданной выходной мощности Рвых < 50 мВт обычно используют однотактную схему в классе А на маломощных транзисторах типа МП 40, МП 41, ГТ 108, ГТ 109;

б)        при Pвых < 0,2 Вт используют в основном двухтактную схему в классе АВ на упомянутых транзисторах;

в)        при Рвых от 0,2 Вт и выше применяют двухтактную схему в классах В и АВ на мощных транзисторах типа П 201, П 202, П 207, П 208, ГТ 402, ГТ 404.

2.        Транзисторы входного каскада выбирают исходя из условий допустимой (задаваемой в справочниках) мощности рассеяния на коллекторе Рк max > Рк. В классе А

В классах АВ и В при Рвых < 0,2 Вт

В классах АВ и В при Рвых > 0,2 Вт

где Р'вых = Рвых /2 — выходная мощность, приходящаяся на один транзистор при двухтактной схеме, при однотактной Р'вых = Pвых; ηтр — к. п. д. выходного трансформатора (0,7—0,8); ξ — коэффициент использования коллекторного напряжения (0,8—6.95).

3.        Определяют коэффициент усиления мощности УНЧ.

Здесь Рвх — мощность сигнала низкой частоты, потребляемая входной цепью УНЧ. Для большинства серийных радиовещательных приемников, выпускаемых промышленностью, напряжение на входе УНЧ не превышает 10—20 мВ. При входном сопротивлении транзисторного каскада порядка 500 Ом Рвх ≈ 1 мкВт   (10-6 Вт).

4. Рассчитывают коэффициент усиления мощности Крпред и число каскадов п предварительного усиления

где Кр вых — коэффициент усиления мощности выходного каскада (порядка 30—100).

Полученное значение Крпред позволяет ориентировочно определять число каскадов п, полагая, что один каскад в схеме с общим эмиттером обеспечивает коэффициент усиления мощности не менее 30—100.

При использовании в отдельных каскадах местной или глубокой ООС во всем УНЧ число каскадов следует увеличить.

В гл. 11 было показано, что при введении глубокой ООС, охватывающей весь УНЧ, общий коэффициент усиления по напряжению или по току уменьшается в (1 + βК) раз. В связи с этим приходится увеличивать общий коэффициент усиления, вводя дополнительные каскады. При ориентировочном расчете числа каскадов следует также учитывать коэффициент передачи устройств, с помощью которых осуществляется регулирование тембра. Коэффициент передачи таких устройств обычно не превышает 0,4—0,6, поэтому рассчитанное общее число каскадов может быть на 2—3 каскада больше.

При проектировании УНЧ можно также использовать типовые микросхемы, если их параметры удовлетворяют данным предварительного расчета.

1.4 ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ОКОНЧАТЕЛЬНОГО РАСЧЕТА

При окончательном расчете на основании технических условий и значений ряда величин, полученных при предварительном расчете, определяют параметры цепей и каскадов предварительно выбранной структурной схемы радиоприемника.

1. Расчет входной цепи. При использовании входной цепи с ферритовой антенной применяется методика, приведенная в § 12.5.

Фиг.2.11. Схема связи входной цепи с ферритовой антенной с первым каскадом на транзисторе

1. Расчет резонансного усилителя высокой частоты (см. § 3.9).

Фиг.3.18. Принципиальная схема каскада резонансного усилителя с общим эмиттером

2. Расчет усилителя промежуточной частоты:

а)        при использовании в качестве УПЧ (двухконтурных) усилителей в соответствии с § 3.9;

б)        при использовании в УПЧ отдельных широкополосных (одноконтурных) каскадов в соответствии с § 12.7;

в)        при использовании в одном из каскадов УПЧ фильтра сосредоточенной селекции (ФСС) в первую очередь рассчитывают параметры ФСС в соответствии с § 12.6 и уже затем коэффициент усиления каскада и элементы контуров ФСС по методике расчета смесительной части преобразователя с ФСС (см. гл. 6). Однако в исходных данных и расчетных формулах следует заменить параметры   транзистора преобразователя на параметры транзистора усилителя.

Фиг. 6.6. Схема преобразователя на транзисторе с совмещенным гетеродином и ФСС

4. Расчет апериодического (резистивного) усилителя промежуточной или сигнальной частоты по методике расчета видеоусилителя (гл. 14). В этом случае граничную частоту ƒгр принимают равной промежуточной частоте ƒпр для усилителя промежуточной частоты или максимальной частоте сигнала ƒмах для усилителя сигнальной частоты.

Фиг. 14.35. Схема к расчету видеоусилителя

5. Расчет преобразователя частоты (см. гл. 6).

Фиг. 6.6. Схема преобразователя на транзисторе с совмещенным гетеродином и ФСС

6. Определение коэффициента усиления высокочастотной части

здесь Ктсч и Ктпч — соответственно коэффициенты усиления трактов сигнальной и промежуточной частоты.

При этом необходимо, чтобы Квч р > К'вч, полученного в предварительном расчете.

7.        Расчет и построение характеристики избирательности приемника. Характеристику избирательности приемника рассчитывают как произведение ординат (при одинаковых расстройках) резонансных кривых каскадов и цепей, входящих в радиочастотный тракт приемника (при использовании децибел ординаты суммируются).

Резонансную кривую ТПЧ определяют типом применяемой резонансной системы и рассчитывают по формулам, приведенным в гл.З. Резонансную кривую ФСС рассчитывают и строят по обобщенным кривым ФСС (фиг. 12.1).

Фиг.  12.1. Обобщенные; резонансные кривые фильтра сосредоточенной селекции

Для этого необходимо ординаты кривых, соответствующих выбранному значению β умножить на пф (число звеньев), а абсциссы — на половину расчетной полосы пропускания, т. е. на  ΔFр. Резонансную кривую тракта сигнальной частоты рассчитывают по формуле

где п — число одиночных контуров, используемых в ТСЧ.

По оси абсцисс эту кривую можно ограничить наибольшей расстройкой, при которой рассчитана резонансная кривая ФСС.

8. Расчет детектора (см. гл. 5).

Фиг. 5.18. Схема диодного детектора с разделенной нагрузкой

9. Расчет усилителя низкой частоты (см. гл. 9, 10).

Фиг. 10.61. Резистивный                      Фиг.11.7. Двухтактный каскад на

усилитель на транзисторе                      транзисторах

В заключение следует отметить, что учебный проект следует оформлять в полном соответствии с ЕСКД; это относится как к составлению объяснительной записки, так и к выполнению графической части.

ПРИМEP ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО РАСЧЕТА РАДИОПРИЕМНИКА

Технические  условия

1. Приемник   предназначен   для   приема  сигналов   амплитудной   модуляции
2. Граничные    частоты   ƒ mIn =  2000 кГц, ƒмах = 6000   кГц, ƒпр = 465 кГц.
3. Чувствительность в наихудшей точке диапазона по напряженности поля Е = 1,2 мВ/м.
4. Избирательность по соседнему каналу Se = 32 дБ (40 раз).
5. Избирательность по зеркальному каналу Sезер =  20 дБ (10 раз).
6. Избирательность по частоте,  равной  промежуточной, Seпр =26 дБ.
7. На выходе приемника включен громкоговоритель.
8. Выходная мощность Рвых = 80 мВт.
9. Полоса частот модулирующего сигнала от FН = 150 Гц до FB = 3400 Гц.

10. Коэффициент частотных искажений М = 8 дБ.
11. Антенна ферритовая (внутренняя),
12. Питание от аккумулятора.

Выбор транзисторов

1. Выбираем для всех высокочастотных каскадов транзистор типа ГТ-310А со следующими параметрами: h2lэ = 20 — 70, h11б= 38 Ом;

h22б = 3 мкСм; Ск = 4 пФ; τк = 300 пс; | h21э| = 8  на  fиз = 20 МГц ; Uк=- 5 В; Iк =  1 мА.

Рассчитываем граничную частоту

Где

Так как ƒмах < 0,3 ƒY 21Э, выбор транзистора считаем правильным. Сохраняем режим по постоянному току без изменений: UКЭ = -5 В, IК =  1 мА.

2.        Определяем активные и реактивные составляющие Y-параметров на
частоте сигнала ƒmах. Для этого предварительно находим коэффициенты

        3. Определяем активные и реактивные составляющие Y-параметров на
промежуточной частоте.

4.        Вычисляем параметры транзистора в режиме преобразования

Предварительный расчет

1. Выбираем число поддиапазонов равным единице, так как КД не превышает 3.

2 Принимаем число контуров тракта сигнальной частоты n = 1 (одноконтурная входная цепь).

3. Определяем добротность входной цепи:

а) из условия обеспечения избирательности по зеркальному каналу

б) из условия обеспечения полосы пропускания. Предварительно находим полосу тракта сигнальной частоты

в) из условия Qэп = 52 > Qэ > Qэ и = 30 выбираем Qэ = 32 и приравниваем ее значению добротности на максимальной частоте: Qэ (max) =  32. Задаемся собственной добротностью Q = 50. Рассчитываем Qэ(min)  на ƒmin. Предварительно определяем

Проверяем условие (a):

Так как все выполнено правильно, принимаем для дальнейших расчетов Q = 50; Qэ(min) = 42; Qэ(max)  =  32.

1. Проверяем избирательность по зеркальному каналу

Полученные результаты превышают заданную избирательность по техническим условиям.

5. Определяем избирательность ТСЧ, т. е. входной цепи, по соседнему каналу (п = 1)

6. Вычисляем частотные искажения ТСЧ

7. Распределяем частотные искажения по частям приемника. Задаемся частотными искажениями в УНЧ

Частотные искажения в высокочастотной части

Частотные искажения в тракте промежуточной частоты

Выбираем в качестве избирательной системы ТПЧ систему сосредоточенной селекции в виде ФСС, помещенного в коллекторной цепи преобразователя. Рассчитываем избирательность

8. Проверяем  избирательность  по частоте,   равной  промежуточной, на минимальной частоте диапазона  ƒmin = 2000 кГц:

Полученное значение Sеnp   превышает заданное (26 дБ).

9. Определяем число каскадов высокочастотной части и распределяем усиление по каскадам.

Находим минимальный коэффициент передачи по полю КЕ на минимальной частоте, при этом задаемся hД = 0,005 м, рвх = 0,15, также известно

Qэ(min) = 42:

Определяем напряжение на входе первого транзистора

Для обеспечения такого усиления используем три каскада кроме преобразователя: два широкополосных в ТПЧ и один апериодический (для более устойчивой работы приемника) в ТСЧ

10. Для УНЧ выбираем двухтактную схему выходного каскада в  классе АВ. Мощность рассеяния на коллекторе

Выбираем транзистор МП41 с допустимой мощностью рассеяния РКmах 0,15 Вт. Коэффициент усиления мощности УНЧ

Коэффициент усиления мощности предварительных каскадов

Исходя из минимального коэффициента усиления на один каскад, равного 30, потребуется два каскада предварительного усиления. С учетом использования ООС выбираем п = 3.

СХЕМА СОВРЕМЕННОГО ТРАНЗИСТОРНОГО РАДИОПРИЕМНИКА

В последние годы отечественная радиопромышленность приступила к выпуску радиоприемников на микросхемах. В таких приемниках обычно используются микросхемы со следующими функциональными назначениями: усиление колебаний на частоте сигнала и преобразование частоты, усиление колебаний промежуточной частоты и детектирование амплитудно-модулированных колебаний, предварительное усиление сигналов низкой частоты. В настоящее время разработаны микросхемы, состоящие из каскадов предварительного усиления и оконечных каскадов.

Одним из приемников, работающих на микросхемах, является приемник типа «Геолог-2» и его модернизированный вариант «Геолог-3» с основными техническими данными:

Длинноволновый диапазон (ДВ) 735,3 м — 2000 м

Средневолновый диапазон (СВ) 186,9 м — 571,4 м

Четыре коротковолновых диапазона (KB): 49—75; 41.2—42,6; 30,6—31,2; 24,8—25,82 м.

На ДВ и СВ прием сигналов производится на магнитную антенну, а на диапазонах KB — на телескопическую антенну.

Максимальная чувствительность при выходной мощности 50 мВт:

300 мкВ/м в диапазоне ДВ, 150 мкВ/м в диапазоне СВ,

30 мкВ в диапазонах КВ.

Реальная чувствительность на ДВ и СВ в четыре раза меньше

максимальной, а на диапазонах KB — в три раза меньше максимальной.

Избирательность по соседнему каналу в диапазонах ДВ и СВ 40 дБ.

Ослабление зеркального канала 36 дБ на ДВ, 30 дБ на СВ и 12 дБ на КВ.

Полоса воспроизводимых частот звуковых сигналов 200—4000 Гц.

Номинальная выходная мощность 500 мВт при коэффициенте гармоник

Kг = 5%.

Напряжение источника питания 9 В.

Ток, потребляемый в режиме молчания, 15 мА.

Приемник выполнен на микросхемах К2ЖА371, К2ЖА372, К2УС371 и четырех транзисторах (фиг. 12.4).

Фиг. 12.3. Структурная схема транзистора приемника «Геолог -2».

Конструктивно приемник представляет собой два основных блока: блок высокой частоты и блок промежуточной и низкой частот. В состав первого блока входят входные цепи, УВЧ, гетеродин и преобразователь частоты. Второй блок состоит из ФСС, УПЧ, амплитудного детектора, предварительного и оконечного каскадов УНЧ. Коммутацию входных элементов входной цепи и контура гетеродина производят с помощью кнопочных переключателей типа П2К.

Усилитель высокой частоты, гетеродин и преобразователь выполнены на микросхеме К2ЖА371 (МС1). Для усиления колебаний промежуточной частоты и детектирования используют микросхему К2ЖА372 (МС2). Избирательность по соседнему каналу обеспечивают ФСС и контуром с повышенной добротностью, включенным в цепь коллектора первого каскада УПЧ. Предварительное усиление сигналов низкой частоты осуществляют с помощью микросхемы К2УС371 (МСЗ).

Предоконечный и оконечный каскады УНЧ выполнены по двухтактной схеме на транзисторах с равной структурой и бестрансформаторным выходом.

На фиг. 12.4 входная цепь приемника и внешние элементы схемы гетеродина изображены для случая работы приемника на четвертом KB диапазоне (25 м). Контур входной цепи связан с цепью базы транзистора 77 микросхемы МС1 (фиг. 12.5), на котором выполнен апериодический каскад УВЧ с регулируемым коэффициентом усиления.

Местный отдельный гетеродин приемника выполнен на транзисторах Т4, Т5 и Т6 той же микросхемы. Настройка контура гетеродина сопряжена с настройкой контура входной цепи.

Преобразователь приемника выполнен по балансной схеме на транзисторах Т2 и ТЗ. Напряжение ВЧ сигнала вводят в цепь базы транзистора Т2, а колебания с частотой местного гетеродина — в цепь эмиттеров транзисторов Т2 и ТЗ. При таком включении местного гетеродина воздействия токов с частотой fг на первичную обмотку катушки выходной цепи преобразователь взаимно компенсируются. Балансная схема преобразователя частоты позволяет в значительной степени уменьшать проникновение в тракт УПЧ колебаний местного гетеродина и сопутствующих его работе шумов. Нагрузкой преобразователя служит четырехзвенный ФСС. Коэффициент усиления по напряжению микросхемы К2ЖА371 в режиме преобразования частоты лежит в пределах 100—250. Коэффициент шума в режиме преобразования частоты менее 6 дБ. Напряжение на выходе местного гетеродина не менее 300—400 мВ. Для связи ФСС с входом УПЧ используют емкостную связь.

УПЧ выполнен на транзисторах Т1, Т4, Т5 и Т6 микросхемы МС2 (К2ЖА372), электрическая схема которой показана на фиг. 12.6.

Нагрузкой коллекторной цепи транзистора Т1  служит контур с повышенной добротностью, обеспечивающий дополнительную избирательность по соседнему каналу. Для связи этого контура с входной цепью транзистора Т4 (МС2) использована емкостная связь. Остальные три каскада УПЧ представляют собой широкополосные апериодические усилители с непосредственной связью. Во всех четырех каскадах УПЧ применяется ООС по току.

Амплитудно-модулированные колебания детектируют с помощью эмиттерного детектора, выполненного на транзисторе Т8. Для согласования входного сопротивления детектора с выходным сопротивлением четвертого каскада УПЧ используют эмиттерный повторитель на транзисторе Т7. Напряжение с эмиттерной нагрузки детектора поступает на регулятор громкости приемника. Эмиттерный детектор, использованный в схеме, отличается малыми нелинейными искажениями: при входном сигнале Uвх = 0,3 мВ и коэффициенте модуляции m = 80%  коэффициент гармоник Кг = 3%.

В приемнике использована усиленная АРУ, постоянное напряжение на вход которой поступает с эмиттерной нагрузки детектора. Это напряжение вводят в цепь базы транзистора ТЗ, являющегося первым каскадом двух каскадного УПТ. С помощью второго каскада УПТ, выполненного на транзисторе Т2, изменяют режим работы коллекторных цепей транзистора Т1 каскада УВЧ (MCI) и транзистора первого каскада УПЧ (МС2). При изменении уровня входного сигнала на 26  дБ   напряжение  на   выходе детектора изменяется не более чем на 6 дБ. Регулирование громкости и тембра производят во входной цепи предварительного УНЧ, выполненного на микросхеме МСЗ (К2УС371) (фиг. 12.7). Первый, третий и четвертый каскады выполнены по схеме с общим эмиттером, а второй каскад — по схеме с общим коллектором. Во всех каскадах использована непосредственная связь. В каждом из каскадов применена ООС по току. Установка необходимого режима работы  каскадов  производится с помощью переменного резистора в цепи базы транзистора Т1.

Коэффициент усиления каскадов предварительного усиления лежит в пределах от 60 до 120. Коэффициент гармоник не превышает 0,3%. Выходное напряжение до 1,8 В. Предоконечный каскад тракта УНЧ выполнен на транзисторах Т1 и Т2, а оконечный — на транзисторах ТЗ и Т4. Связь между всеми каскадами непосредственная. В предоконечном каскаде применены транзисторы МП38 и МП41, а в оконечном каскаде соответственно ГТ404Б и ГТ402Б. В оконечном каскаде использована бестрансформаторная связь с нагрузкой. В схеме трех последних каскадов УНЧ глубокая ООС: напряжение с нагрузки оконечного каскада через разделительный конденсатор вводится в цепь базы транзистора Т4 (МСЗ), четвертого предварительного каскада усиления.

2.1 РАСЧЕТ ДИОДНОГО ДЕТЕКТОРА

Как уже указывалось ранее, реальная детекторная характеристика имеет квадратичный и линейный участки. Поэтому расчет диодного детектора будет зависеть от значения подводимого к детектору напряжения. Строгий математический расчет возможен лишь при подробном исследовании реальных характеристик выбранного типа диода. При техническом расчете диодного детектора можно воспользоваться опытными данными, полученными при использовании типовых полупроводниковых или вакуумных диодов. В табл.5.1 приведены данные, полученные при использовании полупроводникового диода Д9В. Значения коэффициента передачи детектора при использовании вакуумного диода 6Х2Л на 5—10% ниже приведенных в табл. 2.1. Общая последовательность технического расчета диодного детектора   приводится  ниже.

                                                                                               Таблица 2.1

Исходные   данные

1. Допускаемая   величина   входного  сопротивления  детектора RД вх (RД вх ≈ 3Rэ).

2.   Входное  сопротивление  каскада  усиления  низкой  частоты Rвх.

3.   Диапазон частот модулирующего сигнала Fн – Fв.

4.   Допустимые частотные искажения в области нижних и верхних частот Мн и Мв.

Требуется определить

1.   Тип электронного прибора.

2.   Элементы схемы.

3.   Коэффициент передачи детектора.

Порядок   расчета

1.   Выбираем тип электронного прибора. В транзисторных приемниках и в ряде образцов   ламповых приемников используются точечные полупроводниковые диоды типа Д2Е, Д9В и др., предназначенные для детектирования высокочастотных модулированных колебаний.

2.   Выбираем схему детектора. В современных приемниках, особенно в транзисторных, как правило, применяется схема детекторов с разделенной нагрузкой. Входное сопротивление транзисторных усилителей низкой, частоты обычно не превышает десятка килоом, поэтому во избежание недопустимых нелинейных искажений необходимо разделять нагрузку детектора. Для уменьшения шунтирующего действия детектора на колебательную систему желательно также повысить общее сопротивление нагрузки детектора и тем самым его входное сопротивление. Шунтирующее действие детектора можно также ослабить, используя неполное включение детектора в цепь контура или трансформаторную связь о одноконтурным УПЧ.

3.   Вычисляем общее сопротивление нагрузки детектора

Rн = R1 + R2 = 2Rд вх

или для схемы на фиг. 5.18.

4. Выбираем сопротивление R2 схемы детектора с разделенной нагрузкой:

R2 = Rвх (2...4).

5. Находим сопротивление R1:

R1 = Rн – R2.

6.   Рассчитываем емкость конденсатора С из условия получения допустимых нелинейных искажений:

7.  Задаваясь емкостью С1  конденсатора фильтра, находим емкость С2:

С2 =.

8.   Емкость разделительного конденсатора Ср вычисляем из условий допустимых частотных искажений в области нижних частот:

.

9. Амплитуду напряжения несущей частоты UH определяем, исходя из следующих соображений. Для получения линейного детектирования необходимо, чтобы наименьшее значение амплитуды напряжения модулированных колебаний Umin при наибольшем значении коэффициента модуляции было бы не менее 0,2—0,3 В:

Umin = Uн (1- m max),

UH  = .

Полагая mmax = 0,7—0,8,   Umln = 0,2  В,  получаем

Uн = .

Амплитуду напряжения несущей частоты для линейного детектирования обычно выбирают в пределах 0,5—1 В и более.

10. В соответствии с данными табл. 5.1 находим по значениям сопротивления нагрузку и амплитуды напряжения несущей частоты коэффициент передачи напряжения детектора. Модулирующее напряжение низкой частоты снимается о участка цепи с сопротивлением

,

поэтому действительное значение Кд'  будет меньше табличного значения

2.2 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ С ФЕРРИТОВОЙ АНТЕННОЙ

Этот расчет проведен для цепи с трансформаторной связью входного контура с транзистором (фиг. 2.11, а) при плавном перекрытии диапазона или поддиапазона о помощью переменного конденсатора.

Исходные   данные

1.  Диапазон частот fmin -  fmax, кГц.

2.  Чувствительность транзисторного приемника, Е, мВм.

3.  Полоса пропускания приемника 2ΔF, кГц.

4.  Входные параметры транзистора  g11, C11, если первый каскад приемника — усилитель,  или g11пр , С11пр, если первый каскад — преобразователь.

5.  Добротность эквивалентного контура Qэ.

6.  Собственная добротность контура Q.

7.  Минимальный коэффициент передачи по полю KЕmin.

Требуется  определить

1.  Параметры входного контура: Скmax – Cкmax; L, Cп, Lсв.

2.  Коэффициент включения контура со стороны входа транзистора рвх.

3.  Действующую высоту ферритовой антенны hд.

4.  Напряжение на  входе первого транзистора  Uвх.

Порядок   расчета

1.  Выбираем блок конденсаторов переменной емкости. Рекомендуются для использования сдвоенные блоки от переносных транзисторных    приемников    с   емкостями    СКmin — CKmax = 5 - 280,  9 - 260, 9—365, 10 - 430 пФ или строенный блок с емкостями 10 -  430 пФ.

2.  Определяем емкость схемы

,

где КПД = fmax/fmin - коэффициент поддиапазона.

Если хотя бы на одном из поддиапазонов Ссх мала (8—10 пФ), то рекомендуется выбрать блок конденсаторов с большим отношением CKmax/CКmin .

3. Вычисляем индуктивность контура для каждого поддиапазона

.      (12.24)

4. Определяем коэффициент включения pвх (на fmах)

.                     (12.25)

Здесь ρ(max)=2πfmaxL.

5.  Находим емкость подстроенного конденсатора Сп

 Cп = Ссх – См –СL – p вх2Свх                                     (12.26)

где См — емкость монтажа; СL— собственная емкость ферритовой антенны; p вх2Свх     — емкость, вносимая во входной контур со стороны транзистора (преобразователя частоты).

По справочным данным емкость См при печатном исполнений не превышает 5 пФ, а емкость CL == 2—5 пФ.

Входная емкость транзистора-преобразователя равна

,

где коэффициент 1,5 характеризует разброс входных емкостей.

Если значение Сп окажется отрицательным, то необходимо уменьшить коэффициент включения рвх, либо уменьшая собственную добротность контура Q, либо выбирая новый блок переменных конденсаторов с большим значением Скmax. Пересчет по первому варианту является менее трудоемким.

6. Рассчитываем индуктивность катушки связи транзистора со входным контуром

Lсв = (pвх/k)2L,

здесь k — коэффициент связи,   для  ферритового  стержня   принимается равным 0,7—0,8.

7. Определяем необходимую действующую высоту ферритовой антенны с таким расчетом, чтобы обеспечить заданную техническими условиями чувствительность приемника. В свою очередь, чувствительность транзисторного приемника по полю оценивается напряженностью поля Е, которая создает на его выходе нормальную выходную мощность при заданном отношении сигнал/шум (стандартное значение 20 дБ или 100 раз по мощности) при коэффициенте модуляции т — 0,3. Таким образом,

где k = 1,38·10-23 Дж/град — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура, К; Rэ — резонансное сопротивление входного контура; 2ΔF— полоса пропускания приемника; Q — собственная добротность контура; Кш — коэффициент шума транзистора первого каскада. Обычно Кш ≈ 4—6 дБ (2,5—4).

При работе транзистора в преобразовательном режиме его коэффициент шума Кш пр в 1,5—2 раза больше, чем Кш  в режиме усиления.

Действующую частоту обычно определяют на минимальной частоте  по  следующей  формуле:

,            (12.27)

где  2ΔF0 = Fmin/Q — полоса  ненагруженного  входного  контура.

Действующая высота hД ферритовых антенн не должна превышать 3 см. В противном случае ее необходимо пересчитать, либо уменьшая 2ΔF0 (увеличивая Q), либо увеличивая емкость блока переменных конденсаторов.

Полученное значение hД min является исходным для конструктивного расчета ферритовой антенны.

8.  Рассчитываем минимальный коэффициент передачи входной

цепи по полю

KЕ min = QЭhД minpвх.          (12.28)

9. Вычисляем напряжение на входе первого транзистора

Uвх = ЕКЕ.

2.3 РАСЧЁТ ПАРАМЕТРОВ ФИЛЬТРА СОСРЕДОТОЧЕННОЙ СЕЛЕКЦИИ (ФСС)

Исходные данные

1.   Промежуточная частота fпр.

2,   Избирательность по соседнему каналу δ.

3,   Полоса пропускания 2ΔF,

4.   Частотные искажения фильтра Мф =  MTПЧ.

Требуется   определить

1.   Число звеньев фильтра пф.

2.   Расчетную  полосу пропускания  2ΔFP.

3.   Конструктивную добротность контуров фильтра Q.

4.   Коэффициент передачи фильтра Кф.

Порядок   расчета

1.  Определяем  расчетную добротность контура  Qp

QP = l,4Ifnp/ΔF.                                  (12.29)

2.  Задаемся конструктивной добротностью контура Q так, чтобы она была значительно больше Qp. Добротность контурных катушек в броневых сердечниках из феррита  или  карбонильного железа, намотанных литцендратом, можно довести до 300—400.

3.   Вычисляем полосу пропускания фильтра 2ΔFp

2ΔFp = 2ΔF /xп ,                                       (12.30)

где хп — обобщенная расстройка, соответствующая полосе пропускания; ее значением следует задаться. Многочисленные расчеты показывают, что при частотных искажениях (ослабление сигнала на границе полосы) Мф > 8 дБ и избирательности по соседнему каналу б ≤ 26 дБ целесообразно задаваться хn = 1; если эти значения будут иными, то расчетную полосу следует несколько расширить, поэтому выбирают хп =  0,8—0,9.

4. Рассчитываем вспомогательные величины:

а) обобщенную расстройку, соответствующую избирательности по соседнему каналу:

xс = 2Δf/2ΔFp,

где Δf  = 10 кГц — расстройка по соседнему каналу;

 б) обобщенное затухание

.

5. Определяем избирательность σи по соседнему каналу, создаваемому одним звеном фильтра.

На расчетном графике обобщенных резонансных кривых фиг. 12.1 находим кривую, соответствующую полученному значению β, и затем по выбранной кривой и значению обобщенной расстройки хс определяем на вертикальной оси графика ослабления σи, даваемое одним звеном.

6.   Находим частотные искажения, вносимые одним звеном. Пользуясь тем же расчетным графиком и той же кривой для найденного в  п. 3   значения   хП,  определяем ординату σм.

7.   Вычисляем число звеньев nф фильтра   из  условий   обеспечения заданной   избирательности   пфи = δ/σи  и заданных частотных  искажений nфм = Мф/σм.

Если nфм ≥ пфи, то расчет произведен правильно и число звеньев фильтра пф следует принять равным пфи, округлив его до большего целого числа. В противном случае, т. е. когда пфм < пфи  расчет производят заново; при этом следует либо увеличить конструктивную добротность Q(n.2), либо уменьшить значение хП (п.З).

8.   Рассчитываем избирательность по соседнему каналу и частотные искажения, создаваемые фильтром в целом;

δ = nфσи, Мф = nфσм.

Полученные результаты сопоставляем о исходными значениями.

9. Находим  коэффициент передачи  Кф с  помощью графика (фиг. 12.2) по числу звеньев фильтра пф и значению обобщенного затухания β.

Фиг. 12.1. Обобщенные резонансные кривые фильтра сосредоточенной селекции

                    0,1   0,2   0,5    O,tt   0,5   0,8  J3

Фиг. 12.2.    График для определения коэффициента передачи фильтра сосредоточенной селекции.

Элементы контуров ФСС рассчитываем вместе о параметрами каскада, в который включаем ФСС (см. § 6.5).

Расчет смесительной части преобразователя

Исходные данные

1. Промежуточная частота fпр.
2. Параметры резонансной системы, включенной в коллекторную цепь преобразователя:

а) для полосового фильтра ή, Qэ;

б) для ФСС 2ΔFр (расчетная полоса), Кф (коэффициент передачи фильтра).

3. Требуемый коэффициент усиления Кпр э.

4. Тип и параметры транзистора преобразователя Sпр, g22 пр, С22 пр.

5. Тип и входные параметры транзистора 1-го каскада УПЧ g11, С11.

Требуется определить

1. Коэффициенты включения резонансной системы к транзисторам p1, p2.
2. Эквивалентное сопротивление контура фильтра Rэ.
3. Характеристическое сопротивление контура ρ.
4. Элементы контура.

Порядок расчета

б. При использовании в качестве нагрузки ФСС (фиг. 6.6):

1. Находим значение сопротивления R = ρф из условия, чтобы расчетное усиление преобразователя Кпр = Sпр RКфp1p2 было не менее заданного усиления Кпр з. Принимая полное включение фильтра со стороны коллектора (p1) и заменяя p2 его значением , после соответствующих преобразований получаем расчетную формулу

,

где Rвх = 1/g11.

        Если окажется , что R < Rвых преобразователя, то для обеспечения принятого условия p1 = (Rвых пр = R) выход преобразователя следует зашунтировать резистором

,

где Rвх = 1/g22 пр.

Резистор Rш должен соответствовать номиналу. После выбора номинала сопротивление R пересчитывается и получаем

.

2. Определяем коэффициент включения ФСС со стороны базы

.

3. Находим элементы фильтра:

,                                    ,

,                             ;

,                               .

Здесь емкость в пФ, R' – в кОм, L –в мкГ, fпр и 2ΔFр в кГц.

2.4 РАСЧЕТ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

Расчет электрического режима работы каскадов предварительных УНЧ и параметров элементов схемы обычно производится на основании предварительного эскизного расчета всего тракта низкой частоты, в процессе которого определяют необходимую степень усиления сигналов низкой частоты, выбирают способ его обеспечения с помощью отдельных каскадов тракта или микросхем и выбирают тип усилительного прибора или микросхемы.

Рассмотрим основы расчета предварительных каскадов УНЧ, выполненных на биполярных и полевых транзисторах.

Основы расчета резистивного усилителя на биполярном транзисторе (фиг. 10.61)

Исходные  данные

1.  Напряжение источника питания Rист.

2.  Амплитуда напряжения на нагрузке, равная амплитуде входного напряжения следующего каскада: Uн = Uвх сл.

3.  Амплитуда тока в нагрузке, равная амплитуде входного тока с учетом тока,  проходящего через цепь смещения  последующего каскада:

Iн = Iвх.

4.  Диапазон частот FH — FВ.

5.  Допустимые частотные искажения МН и МВ на нижней и верхней граничных частотах.

6.  Напряжение Есиг и сопротивление Rсиг  источника сигнала.

Требуется    определить                                       

1.  Тип транзистора.

2.  Режим   работы   транзистора  по постоянному току.

3.   Элементы   цепи   стабилизации рабочей точки.

4.  Основные   показатели    работы

каскада:

—  коэффициент усиления по току,

—  входное сопротивление каскада,

         —  коэффициент   усиления   по   напряжению,    

—  выходное   сопротивление   каскада.

 5. Элементы   схемы   каскада,   Ср   и  Сэ.

Порядок   расчета

1. Выбираем тип транзистора таким образом, чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером было больше напряжения источника питания:

UКЭ доп  > Еист.

Граничная частота транзистора при включении по схеме с общим эмиттером должна быть больше верхней частоты диапазона

fh21Э > FВ.

2. Определяем значение постоянной составляющей тока коллектора. Выбираем  минимальную величину тока  коллектора  IК min :

IК min ≈ (5…10) IК0 пасп,

Если амплитуда тока в нагрузке незначительна, то величину тока покоя коллектора следует выбирать близкой к рекомендуемой в паспорте транзистора.

3.  Выбираем минимальное  напряжение между  коллектором  и

эмиттером:

uКЭ min ≥ 0,8…1 В.

1. Определяем напряжение между коллектором и эмиттером:

UКЭ 0 = uКЭ min +UН.

Если   напряжение   на   нагрузке   незначительно,   то  значение -s о следует выбрать близким к паспортному.

5. По   характеристике   транзистора    находим   ток   базы   IБ0 (фиг. 10.62). При отсутствии характеристик ток базы можно рассчитать по формуле

.

Фиг. 10.62. К расчету тока базы по характеристикам транзистора

6. Выбираем напряжения на сопротивлении RЭ  в цепи эмиттера:

URэ = (0,15... 0,2) Еист.

        7. Вычисляем сопротивление в  цепи коллектора:

.

8. Для учета влияния сопротивления RК на амплитуду переменой составляющей тока на выходе каскада определяем более точное значение тока в цепи коллектора:

.

9.  Рассчитываем сопротивление в цепи эмиттера:

Rэ = URэ/IK.

10.  Выбираем ток цепи смещения:

I12 = (3…5)IБ0.

11.  Определяем значение сопротивления R2 цепи стабилизации:

.

12. Рассчитываем сопротивление R1  цепи стабилизации:

13. Вычисляем коэффициент нестабильности рабочей  точки:

,

где                                                .

Если значение σ окажется чрезмерно большим, то следует выбрать большее значение тока цепи стабилизации.

14. Рассчитываем эквивалентное сопротивление нагрузки цепи коллектора:

,

где                                                             Rн = Uн/Iн.

15. В соответствии с расчетными формулами (10.44) — (10.47) находим основные показатели работы каскада:

—  коэффициент усиления по току Ki0, входное сопротивление Rвх,

— коэффициент усиления по напряжению Ки0, выходное сопротивление Rвых.

16. Рассчитываем   емкость   разделительного   конденсатора:

.

17. Определяем коэффициент частотных искажений на верхней частоте диапазона:

,

где                                                                                                  

18. Вычисляем емкость блокировочного конденсатора СЭ:

,

где Мнэ— допустимое значение коэффициента частотных искажений, вносимых участком цепи эмиттера (выбирается в пределах Мнэ ≈  1,01....1,02); RΣ ≈  Rвх + Rсиг.